好几个教授都指责刘晨。
秦明和龚书仍然不说话。
刘晨道：“呵，确实忘了说专利的事了，我也差点给忘了，确实有这么回事。”
黄杰忙道：“是吧，你是不是认识这申请专利的人？”
“我确实认识。”刘晨道。
哗啦啦一片喧哗，这无疑承认了他不过是从人家那儿偷学了这套技术，并非原创，也不是什么天才，就是会考试的学生罢了。
好些个丑陋的嘴脸。
“不仅我认识，你们在座的每一个人都认识。”刘晨又说，还笑了。
“我们也认识？那不可能。”
“你早该说出来的，现在搞得多被动。”
秦明的脸色略略有些难看，道：“这人是谁呀？我们大家伙来自天南海北，不可能每个人都认识呀。”
龚书道：“即便刘晨是跟人学习，能掌握这么多的技术要领，那也是极为了不起了，绝对是我们江海大学特招进来的高材生，我的课题组仍然需要这样的人才，入学就过来跟着我亲自带的博士学习，等到本科毕业，那水平就很不错了，说不定能做些创新性的研究了。”
学习现有的技术，和创新，那完全是两种截然不同的能力，段位差很多。
这档次一下子就降低了，本来是课题组的副研究员待遇，未来的接班人，好嘛，现在就是个学生身份了，让个博士生带着。
不过好歹给刘晨说了话，责难的声音明显就小了很多。
刘晨摇了摇头，道：“大家伙不是很关心谁申请了专利嘛。那我就告诉你们呗，也没什么。”
众人侧耳倾听。
“那不过是我高三复习阶段无聊撰写的诸多专利之一罢了，我跟我自己学习了这些技术，恐怕你们会不信。我就大方点，直接告诉你们我都写了啥吧，不是很想知道我怎么实现的控制吗？”
刘晨笑着在白板上画框图说了起来。
……
技术领域
本发明涉及一种DC/DC变换器中的多电平逆变器的拓扑及控制方法，具体是一种开关频率保持恒定、基于串联谐振软开关的多电平逆变器拓扑及电压滞环控制。
发明内容
本发明的目的在于克服上述现有技术中的不足，提出一种基于串联谐振软开关的多电平逆变器的电压滞环控制。在谐振电流过零点切换开关器件，因而开关频率是恒定的，由于是软开关控制，开关频率可以达到很高，且开关损耗较小。将基于串联谐振软开关的多电平逆变器与电压滞环控制结合起来，可保持开关频率恒定，易实现输出电压的快速、稳定控制。
本发明是针对采用高频多电平逆变器的串联谐振DC/DC变换器，该变换器拓扑包括：逆变器将输入的稳定直流电压转换为多种脉冲电平输出，用来对串联谐振的幅度进行调整；串联谐振电路由外加电容器C与变压器T1的漏感组成，如果变压器T1的漏感不足。可外加电感，将逆变器输出的脉冲电平转换为正弦波形，以便于变压器T1升压或降压；高频不可控整流器对高频正弦电压整流，得到输出的直流电压Uout。
所提出的多电平逆变器拓扑结构有2种，一种称为单向多电平逆变器，另一种称为双向多电平逆变器。普通逆变器为4个开关器件组成的2个桥臂，输入1种电平，可输出3种电平，单向多电平逆变器在普通逆变器前端或后端的一侧增加开关管，增加一个开关器件。输入电平增加一种，输出电平增加两种，输入n种电平，需要一侧增加n-1个开关器件。总共需要n+3个开关器件；双向多电平逆变器是在普通逆变器的基础上，前端和后端两侧对称增加开关器件，增加一对开关器件，输入电平增加一种，输出电平增加两种，输入n种电平。两侧增加2(n-1)个开关器件，总共需要2(n+1)个开关器件。
本发明是通过以下技术方案实现的，本发明包括以下步骤：
1、谐振电流的采集和处理
通过电流互感器或在串联谐振电路中串入一个小电阻，以电压的形式测量得到初始谐振电流Ires_p，初始谐振电流为实际谐振电流的反向，电压跟随器将其反向放大得到Ires_in。将放大后的谐振电流Ires_in的相位前移ts，前移的时间为控制器器、驱动电路及开关器件切换等延迟时间，以保证开关器件在谐振电流过零点时切换状态。将前移后的谐振电流Ires_s从正弦波形转换为控制器可识别的脉冲波形Ires通入控制器，以检测过零点，脉冲波形Ires的幅值要与控制器的处理电平相同，处理器的电平一般为3。3V或5V。
2、输出电压的采集
通过电压互感器或电阻分压的方式测量输出电压Uout，采用电阻分压的方式还需要通过线性光耦将功率电路与控制电路隔离。
3、电压比较值的给定
电压滞环控制分为直接电压滞环控制和间接电压滞环控制，直接电压滞环控制是采集输出电压Uout，直接与给定的电压比较值进行比较，将结果输入控制器；间接电压滞环控制是输出电压Uout与给定的参考电压Uref通过调节器，将其结果与给定的电压比较值进行比较。直接电压滞环控制的给定电压比较值根据给定的参考电压Uref和滞环的数量、宽度直接决定，随输出电压Uout的变化而变化；间接电压滞环控制的给定电压比较值根据调节器的参数和设定的滞环数量、宽度决定，不因输出电压的变化而变化。
给定电压比较值的数量取决于逆变器的输出电平数，逆变器输入电平数n，由低到高分别为Ui1、Ui2、Ui3、…、Uin，则逆变器输出电平数(2n+1)，由高到低分别为+Uin、+Uin-1、+Uin-2、…、+Ui1、0、-Ui1、-Ui2、-Ui3、…、-Uin，每种状态输出一种电平，因此有(2n+1)种状态，按输出电平由高到低分别称为+n状态、+(n-1)状态、+(n-2)状态、…、0状态、-1状态、-2状态、-3状态、…、-n状态。给定电压比较值的数量为2n，滞环的数量为n。【妙】 【书】 【斋】 【妙书斋】
对于直接电压滞环控制，环宽由低到高分别为给定的参考电压Uref的2h1%、2h2%、…、2hn%，给定电压比较值由低到高分别为：U1。U2，…，U2n，则U1=(1-hn%)Uref，U2=(1-hn-1%)Uref。U3=(1-hn-2%)Uref，…，Un=(1-h1%)Uref，Un+1=(1+h1%)Uref，Un+2=(1+h2%)Uref，Un+3=(1+h3%)Uref，…，U2n=(1+hn%)Uref。
对于间接电压滞环控制，设定调节器的输出稳定在Ur，环宽由低到高分别为Ur的2h1%、2h2%、…、2hn%。给定电压比较值由低到高分别为：U1，U2，…，U2n，则U1=(1-hn%)Ur，U2=(1-hn-1%)Ur，U3=(1-hn-2%)Ur，…，Un=(1-h1%)Ur，Un+1=(1+h1%)Ur。Un+2=(1+h2%)Ur，Un+3=(1+h3%)Ur，…，U2n=(1+hn%)Ur。
4、确定下一个控制状态
对于直接电压滞环控制。输出电压Uout与给定的电压比较值进行比较，Uout大于给定的电压比较值，比较器输出“1”，Uout小于给定的电压比较值，比较器输出“0”，2n个比较结果输入到控制器中。控制器记录其中“1”信号的数量为m，m与下一个输出状态的和值为n，即m=0，下一个状态为+n、m=1，下一个状态为+(n-1)、m=2，下一个状态为+(n-2)、…、m=n，下一个状态为0、m=n+1，下一个状态为-1、m=n+2，下一个状态为-2、m=n+3，下一个状态为-3、…、m=2n，下一个状态为-n。
对于间接电压滞环控制，调节器的输出电压Uoutr与给定的电压比较值进行比较，Uoutr大于给定的电压比较值，比较器输出“1”，Uoutr小于给定的电压比较值，比较器输出“0”，2n个比较结果输入到控制器中，控制器记录其中“1”信号的数量为m，m与下一个输出状态的差值为n，即m=2n，下一个状态为+n、m=2n-1，下一个状态为+(n-1)、m=2n-2，下一个状态为+(n-2)、…、m=n，下一个状态为0、m=n-1，下一个状态为-1、m=n-2，下一个状态为-2、m=n-3，下一个状态为-3、…、m=0，下一个状态为-n。
除此之外，还需对谐振电流和电容器C的电压进行限制，设定最高限值，若两者有其一超过设定的限值，下一个输出状态强制为零状态或负状态，若两者都超过设定的限值，下一个输出状态强制为负状态，以保护开关器件，防止过电流和过电压。
另外，比较器输出的脉冲信号的幅值要与控制器的处理电平相同，控制器的处理电平一般为3。3V或5V。
5、输出开关控制信号
输入到控制器中的信号有前移后变为脉冲波形的谐振电流信号Ires，滞环比较的2n个结果，根据滞环比较的结果确定下一个状态，将Ires的半周期整数倍作为确定状态的触发信号，根据下一个状态输出开关器件的驱动信号，Ires的半周期为开关器件切换状态的触发信号。
根据开关器件不同的导通方式，多电平逆变器的输出有3种基本状态，分别为正状态、零状态、负状态。正状态是多电平逆变器输出的脉冲电压方向与谐振电流方向相同，对谐振电流起到增强作用；零状态是多电平逆变器输出脉冲电压为零，谐振电路形成回路。谐振电流仅受负载影响；负状态是多电平逆变器输出的脉冲电压方向与谐振电流方向相反，使得谐振电流减弱。同一状态，谐振电流的方向不同相应的多电平逆变器的输出电平方向也要随之改变，开关器件对应不同的导通方式。在谐振电流的过零点切换开关器件的状态。以使得开关损耗为零，且开关频率与串联谐振频率始终保持相同。
零状态时，多电平逆变器的基本4个开关器件轮流导通两个上桥臂或两个下桥臂，考虑到开关器件的使用寿命，不易一直导通两个上桥臂或两个下桥臂。如果开关器件反并联快速二极管。也可根据谐振电流的方向导通基本4个开关器件中的一个，利用相应的一个快速二极管替代与之并联的开关器件导通形成回路。
对于负状态，若多电平逆变器中的开关器件都反并联了快速二极管，可关闭所有的开关器件，任由谐振电路根据自身能量选择导通的快速二极管形成通路，此种控制方法简单，但是n种负状态无法确定控制。若要控制负状态，必须通过导通开关器件的方式，对于不同的谐振电流方向，某个负状态导通的开关器件是不同的。
对于单向多电平逆变器。只有一侧增加了开关器件，以增加输入的电平数量，对于两个方向的谐振电流，控制开关器件导通时只能通过“互补”的方式。基本的4个开关器件为S1H、S2H、S1L、S2L，S1H和S2H组成一个桥臂，S1L和S2L组成一个桥臂，S1H和S1L为两个上桥臂，在前侧增加开关器件S3、S4、S5、…、S(n+1)，输入的电平数为n，以H点流向L点为谐振电流正方向。对于-t(1≤t≤n-1)状态，增加的输入电平为-Ui(n+2-t)，谐振电流为负时，开关器件St和S2L导通。或开关器件St和S2L反并联的快速二极管D2L导通，向谐振电路输出-Ui(n+2-t)电平，而谐振电流为正时，无法通过开关器件St的导通来输出-Ui(n+2-t)电平，开关器件St和S1L导通，或开关器件St和S1L反并联的快速二极管D1L导通。向谐振电路输出Ui(n+2-t)-Uin电平，因此，对于谐振电流为正的-t状态，必须导通与开关器件St互补的那个开关器件Sn+4-t，并同时导通开关器件S1L或与S1L反并联的快速二极管D1L，向谐振电路输出Ui(t-2)-Uin电平，若要效果相同，电平Ui(t-2)与Ui(n+2-t)必须互补，即两者之和为Uin，对于每种负状态都可以采用“互补”的导通方式，要求各状态输入的电平具有等差的线性关系，即Ui2=2Ui1、Ui3=3Ui1、Ui4=4Ui1、…、Uin=nUi1。对于后侧的单向多电平逆变器，控制负状态，也通过“互补”的导通方式。
对于双向多电平逆变器，在两侧对称增加开关器件，前侧增加S3H、S4H、S5H、…、S(n+1)H，后侧增加S3L、S4L、S5L、…、S(n+1)L，对于-t(1≤t≤n-1)状态，增加的输入电平为Ui(n+2-t)，StH和StL输入的电平都为Ui(n+2-t)，谐振电流为负时，开关器件StH和S2L导通，或开关器件StH和S2L反并联的快速二极管D2L导通，向谐振电路输出-Ui(n+2-t)电平，谐振电流为正时，开关器件StL和S2H导通，或开关器件StL和S2H反并联的快速二极管D2H导通，向谐振电路输出-Ui(n+2-t)电平。对于双向的多电平逆变器，各状态输入的电平不要求具有等差的线性关系。
对于正状态，单向多电平逆变器仍需采用“互补”的导通方式，各状态输入的电平要求具有等差的线性关系，对于t(1≤t≤n-1)状态，增加的输入电平为Ui(n+2-t)，谐振电流为正时，开关器件St和S2L导通，向谐振电路输出Ui(n+2-t)电平，谐振电流为负时，导通与开关器件St互补的开关器件Sn+4-t，并同时导通开关器件S1L，向谐振电路输出Ui(n+2-t)电平；双向多电平逆变器对于t(1≤t≤n-1)状态，谐振电流为正时，开关器件StH和S2L导通，向谐振电路输出Ui(n+2-t)电平，谐振电流为负时，导通开关器件StL和S2H，向谐振电路输出Ui(n+2-t)电平。
对于+n状态，谐振电流为正，开关器件S1H和S2L导通，谐振电流为负，开关器件S1L和S2H导通；-n状态时，谐振电流为正，开关器件S1L和S2H导通，如果开关器件反并联快速二极管，也可由快速二极管D1L和D2H自行导通，谐振电流为负，开关器件S1H和S2L导通，或由快速二极管D1H和D2L自行导通。
基于谐振软开关技术的采用多电平逆变器的DC/DC变换器在谐振电流过零点时切换开关器件的通断，消除了开关损耗，另外，多个开关器件并联在一起作为一个开关阀，可以达到均压和均流的效果，弥补MOSFET或IGBT的容量。
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：第一、消除了开关损耗；第二、控制快速、简单；第三、开关器件频率恒定；第四、在谐振电流过零点时切换开关器件的状态，达到了很好的均压和均流效果，便于对开关器件并联增容；第五、所需要的控制器I/O引脚很少，一个控制器可控制多个该DC/DC变换器。(未完待续。)
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自此一别，将天各一方，不知道多少年后才能再相见，甚至有些人再无重逢期。
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